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ZF-Empfänger mit hoher Dynamik vereinfacht Modemdesign

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Statische Verstärkungsfehler am Koaxialkabel kalibrieren

Derzeit produzierte IDU-Transceiver bergen Herausforderungen für die direkt wandelnde Architektur aufgrund der um den Faktor 2 erhöhten Kanalbandbreite und dem achtfache QAM-Level. Durch Fortschritte in der ADC/DAC-Technologie sind bald klassische Konzepte durch eine digitale IDU ersetzbar (Bild 2). Für die untere Transceiver-Implementierung sind nur vier ICs erforderlich, um eine fast perfekte Leistungsfähigkeit mit wesentlich einfacheren Anforderungen an das Filter zu erreichen.

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Auf der Tx-Seite kann ein schneller DAC, der mit 1,6 GSample/s arbeitet, ein Signal mit 112-MHz, 1024 QAM, zentriert um eine ZF, synthetisieren.

Dabei wird eine außergewöhnlich hohe Modulationsgenauigkeit erreicht, so dass der Großteil des Tx-Link Fehlerbudgets für die ODU reserviert werden. Während ein Tiefpassfilter erforderlich ist, um das erste DAC-"Image" zu unterdrücken, das auf 1,2 GHz fällt, kann dieses nun um bis zu 12 dB schwächer sein. Diese Angabe ist relativ zum LO-"Harmonic-Reject"-Filter, das zum Herausfiltern des LO-Images dritter Ordnung des IQ-Modulators benötigt wird, das ebenfalls auf 1,2 GHz fällt.

Auf der Rx-Seite digitalisiert der AD6676 den Kanal 112 MHz, 1024 QAM mit hohem Dynamikbereich und hoher Genauigkeit selbst bei Anwesenheit einer großen Menge an Tx-Leakage in Folge der Diplexer-Filter-Relaxation wie in Bild 3 demonstriert. Dort wurde der AD6676 so konfiguriert, dass er eine Kanalbandbreite von 112 MHz unterstützt. Sein Dämpfungsglied ist dabei auf 3 dB eingestellt, damit der effektive RTI NF in den Vorverstärker HMC740 um 10 dB verbleibt.

Der linke Plot in Bild 3 zeigt das FFT-Verhalten des Sigma-Delta ADC-Datenausgangs, wo die Tx-Leakage von –26 dBm, zentriert um 400 MHz, mit einem CW-Ton von –17,2 dBm bei 143 MHz kombiniert, das Signal repräsentiert.

Man beachte, dass das interne Noise Shaping des abstimmbaren Bandpass Sigma-Delta ADCs in der Region eines hohen Dynamikbereichs, zentriert um die gewünschte ZF (bis zu –160 dBFS/Hz), sichtbar wird. Der rechte Plot in Bild 3 zeigt das FFT-Verhalten des 16 Bit, 200 MSample/s I/Q Data, zentriert um etwa 0 ZF, nach der digitalen Abwärtswandlung und Filterung (16x Dezimierung). Der Digitalfilter bietet eine Unterdrückung von +85 dB, um ein Back Aliasing des Out-of-Band-Rauschens und des Tx-Leakage-Signals zu verhindern. Das vor Ort geformte Rauschen, das außerhalb des 112-MHz-Durchlassbandes fällt, wird durch die RRC-Filter des Modems entfernt.

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Dieser Autorenbeitrag ist in der Printausgabe ELEKTRONIKPRAXIS 5/2015 erschienen. Diese ist auch als kostenloses ePaper oder als pdf abrufbar. Oder: Bestellen sie das Probeabo mit drei kostenlosen Ausgaben!

Das In-Band-Rauschen (IBN) mit einem großen CW-Signal von –2 dBFS betrug –68,6 dBFS. Würde man diesen CW-Ton durch ein 1024QAM-Rx-Vollsignal mit einem Spitze-/Effektivwert von 10 dB ersetzen, wären zusätzlich 7 dB Back-off erforderlich, um ein Clipping des A/D-Wandlers zu verhindern. Dabei wäre die Rx-Eingangsleistung der IDU bei –9 dBFS (oder –24,2 dBm), was ein CNR von fast 60 dB nahelegt. In Beim Diplexer-Filterdesign wäre die Diplexer Tx-zu-Rx-Unterdrückung jetzt rund 20 dB, um ein –6 dBm Tx-Signal so zu unterdrücken, dass es als Eingang am Rx-Vorverstärker mit –26 dBm erscheint. Bei Einsatzfällen mit kürzeren Kabeln zwischen IDU und ODU kann das Dämpfungsglied so erhöht werden, dass die ODU höhere QAM-Level toleriert.

Die Fähigkeit des IDU-Empfängers, ein QAM-Signal mit sehr geringer Empfindlichkeit in Anwesenheit eines benachbarten unerwünschten Signals zurückzugewinnen (BER<10-6 mit FFC aktiviert), ist wichtig. Vielleicht der anspruchsvollste Test (nach ETSI EN 301 390 V1.2.1) ist, wenn ein CW-Überlagerungston (Blocker), der eine um 30 dB höhere Leistung als das QAM-Signal hat, bei nur 2,5-fachem Kanaloffset vom gewünschten QAM-Signal platziert wird. Abstimmbare oder Switched-Bank-Filter sind bereits meist durch diese Spezifikation getrieben, da das Modem Kanalbandbreiten von 3,5 bis 56 MHz unterstützen muss.

Das Beispiel repräsentiert die nächste Generation mit einer Kanalbandbreite von 112 MHz. Dabei nimmt man an, dass die benachbarte CW-Störquelle durch ein Fixed-Channel-Filter mit über 112 MHz ausreichend unterdrückt wird. Das Filter übernimmt auch die Image-Unterdrückung vor der letzten Abwärtswandlungsstufe in der HF-Signalkette der ODU. In der Praxis sollte dieses gleiche Filter bei Offsets von 70 und 140 MHz für die Fälle mit Kanalbandbreiten von 28 und 56 MHz eine ausreichende Blocker-Unterdrückung bieten. Für Kanalbandbreiten von 14 MHz oder darunter würde der CW-Ton in das Durchlassband dieses Filters fallen. Somit wäre entweder eine Unterdrückung durch zusätzliche Bandpassfilterung bei 140 MHz oder Digitalisierung durch den ADC mit anschließender digitaler Filterung erforderlich.

Eine auf dem AD6676 basierende IDU-Empfängerarchitektur verfügt von Grund auf über einen Dynamikbereich, der dieses Szenario ohne zusätzliche Filterung unterstützt. Bild 4 zeigt den FFT-Frequenzverlauf des AD6676 beim gleichen Aufbau wie in Bild 3. Allerdings ist die abstimmbare Bandbreite des Sigma-Delta ADC auf 56 MHz reduziert.

Der AD6676 kann direkt, oder falls größere Störkomponenten des Mischers zusätzlich unterdrückt werden müssen, über ein Tiefpassfilter dritter Ordnung an den HF-Mischer angeschlossen werden. Das HF-Filter bei 1960 MHz unterstützt Kanalbandbreiten bis 112 MHz. Wird das Dämpfungsglied auf 0 dB eingestellt, liegt das kombinierte Grundrauschen von ADL5801 und AD6676 unter –157 dBFS/Hz für Kanalbandbreiten von 56 MHz. Daraus resultiert ein äquivalenter NF von 17 dB. Der AGC-Schwellwert des ADL5246 lässt sich so einstellen, dass die Verstärkung zunimmt, sobald die Rx BER des Modems für den spezifizierten QAM-Signalpegel unter einen definierten Wert sinkt. Dieses Hybrid-Konzept aktiviert die HF-AGC nur bei niedrigen Eingangspegeln.

* Paul Hendriks ist Aplikationsingenieur für High Speed Converter bei Analog Device in Wilmington / USA.

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