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Synchrone Buck-Wandler

Wie man sychronen Buck-Wandlern das Stören abgewöhnt

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Die Eigeninduktivität LG der Gateschleife umfasst die gesammelten Auswirkungen des MOSFET-Gehäuses und der Leiterbahnen. Wie Bild 2 zu entnehmen ist, kommt die Common-Source-Induktivität von Q1 sowohl in der Leistungs- als auch in der Gateschleife vor. Sie führt zu höheren Schaltverlusten, weil die Stromflanke der Leistungsschleife eine negative Feedback-Spannung erzeugt, die die Anstiegs- und Abfallzeiten der Gate-Source-Spannung beeinträchtigt. Ein weiterer Faktor, der zu einer erhöhten Belastung der Bauelemente führt, ist die Common-Source-Induktivität von Q2, die zu einem ungewollten Einschalten des low-seitigen MOSFET während der Sperrverzögerungszeit der Body-Diode führt [2].

EMI-Frequenzen und Kopplungsarten

Tabelle 1 zeigt die grob eingeteilten Frequenzbereiche, in denen ein Buck-Wandler EMI-Effekte anregt und weiterleitet. Während der Schaltvorgänge der MOSFETs, bei denen die Steilheit des Kommutierungsstroms mehr als 5 A/ns betragen kann, bewirkt eine parasitäre Induktivität von nur 2 nH schon einen Spannungs-Überschwinger von 10 V. Die Ströme in der Leistungsschleife mit ihren steilen Schaltflanken und resonanzbedingten Oszillationen an den steigenden Flanken weisen überdies einen hohen Oberwellengehalt auf, was ein großes Risiko für das Entstehen magnetischer Felder und leitungsgeführter Störaussendungen ergibt.

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Um einen Eindruck von den Amplituden der Oberschwingungen der Schaltspannung (SW) zu bekommen, soll ein trapezförmiges Eingangssignal mit endlichen Anstiegs- und Abfallzeiten betrachtet werden (Bild 3). Mit der Fourier-Analyse lässt sich zeigen, dass es sich bei der Hüllkurve der Oberschwingungs-Amplituden um eine doppelte sinc-Funktion handelt, wobei die Eckfrequenzen f1 und f2 von der Impulsbreite und den Anstiegs- und Abfallzeiten der Kurve im Zeitbereich abhängen [3]. Eine ähnliche Analyse wird für die Augenblicksströme in der Leistungsschleife durchgeführt.

Es lassen sich drei dominierende Kopplungswege für die Störgrößen ausmachen:

  • Leitungsgeführte Störgrößen über die DC-Eingangsleitungen;
  • Magnetfeld-Kopplung seitens der Leistungsschleife;
  • Kopplung durch ein elektrisches Feld, ausgehend von der Kupfer-Oberfläche des Schaltknotens.

Die Induktivität LLOOP der Leistungsschleife lässt die Schaltverluste des MOSFET ebenso ansteigen wie die Spitze der Drain-Source-Spannung. Außerdem verstärkt sie Oszillationen der Schaltspannung, was Auswirkungen auf die Breitband-EMI-Effekte im Bereich zwischen 50 und 200 MHz hat. Es kommt also eindeutig darauf an, die effektive Schleifenlänge und die von der Leistungsschleife umschlossene Fläche zu minimieren. Dies verringert die parasitären Induktivitäten und die Selbstaufhebung des Magnetfelds und erlaubt die Reduzierung der magnetisch gekoppelten, abgestrahlten Energie, die von dieser Struktur ausgeht, bei der es sich im Prinzip um eine Schleifenantenne handelt [3, 4, 5].

Zur leitungsgeführten Kopplung von Störgrößen kommt es am wahrscheinlichsten an der Eingangsseite des Wandlers, da das Verhältnis zwischen der Schleifeninduktivität und der effektiven Serieninduktivität des Eingangskondensators die Filterwirkung bestimmt. Je geringer LLOOP wird, umso höher ist die vom Eingangsfilter geforderte Dämpfungswirkung. Glücklicherweise schlagen an den Ausgang nur minimale Störgrößen durch, wenn die Filterinduktivität eine hohe Eigenresonanzfrequenz (SRF) hat und eine hohe Transferimpedanz von SW zu den VOUT-Netzen bereitstellt. Die Störgrößen am Ausgang werden durch einen oder mehrere Ausgangskondensatoren mit geringer Impedanz zusätzlich gefiltert.

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