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Wie die Streuinduktivität Leistungshalbleiter behindert

Autor / Redakteur: Reinhold Bayerer * / Gerd Kucera

Streuinduktivität erzeugt Überspannungen beim Abschalten und begrenzt die Schaltgeschwindigkeit. Es ist eine maximale Stromsteilheit einzuhalten, um Sperrspannungsgrenzen nicht zu überschreiten.

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(Bild: Infineon)

Bipolare Leistungshalbleiter, z.B. IGBT und Freilaufdioden, ändern unter hoher Streuinduktivität ihr Schaltverhalten hin zu nachteiligen Stromformen. In Parallelschaltungen von Leistungshalbleitern bewirkt schon sehr geringe Streuinduktivität eine Fehlaufteilung des Stromes, wenn sie die Steuerspannung beeinflusst. All diese Effekte mindern die Ausnutzbarkeit Leistungshalbleitern. Die Änderung der Schalteigenschaften und der Einfluss auf Parallelschaltungen sollen hier genauer beleuchtet werden.

Ein Hauptvertreter einer leistungselektronischen Schaltung ist der Umrichter, wie er in Motorantireben verwendet wird. Die Halbbrücke ist darin ein Phasenbaustein und dient als Gegenstand der Betrachtung. Die Schaltvorgänge führen zur Kommutierung des Stroms von Schaltern zu Dioden und zurück. Dieses Verhalten kann an einer weiter vereinfachten Schaltung nach Bild 1 untersucht werden.

Untersuchung der Auswirkung auf Schalteigenschaften

Zur Untersuchung der Sperrverzögerung der Diode (Bild 1) wird zunächst der IGBT eingeschaltet, um die Lastinduktivität mit Strom zu beladen. Nach Abschalten des IGBT entsteht der Freilauf des Laststromes über die Diode. Schaltet der IGBT erneut ein, kommt es zu der fraglichen Kommutierung des Stromes von der Diode zurück zum IGBT und die Sperrverzögerung der Diode äußert sich in einer Rückstromspitze.

Der IGBT kontrolliert den Schaltvorgang, solange keine oder nur geringe Streuinduktivität LS im Zwischenkreis enthalten ist. Sobald die Steuerspannung des IGBT die Schwellspannung erreicht, beginnt der Strom im IGBT zu steigen und in der Diode zu fallen (Bild 2). Die Steigung des Stromes (di/dt) ist durch den Verlauf der Steuerspannung am IGBT bestimmt. Der Strom steigt bis zur Rückstromspitze, die von der Sperrverzögerung der Diode herrührt, an.

Die Spannung an dem IGBT beginnt zu diesem Zeitpunkt zu fallen und an der Diode zu steigen. Wiederum kontrolliert der IGBT als Folge der Form seiner Steuerspannung den Verlauf der Spannung am IGBT und an der Diode. Nach Ende der Rückstromspitze kehrt der Strom im IGBT auf den Wert des Laststromes zurück und die Spannung am IGBT sinkt auf das Durchlassniveau (VCEsat). Die Spannung an der Diode verläuft komplementär zu der Kollektor-Emitter-Spannung am IGBT. Die Spannung an der Diode überschreitet zu keiner Zeit die Gleichspannung VDC im Zwischenkreis. Die Diode sieht während der Sperrverzögerungszeit, in der Rückstrom fließt, Spannungen unterhalb von VDC. Unter solchen Bedingungen, die bei geringer Streuinduktivität gegeben sind, ist es nicht schwer, Dioden mit sanftem Abklingen des Rückwärtsstromes zu konstruieren und herzustellen (siehe schwarze Kurven in Bild 2).

Die Kurven von Spannung und Strom an IGBT und Diode ändern sich dramatisch, wenn hohe Steuinduktivität hinzukommt. Zunächst entsteht während des Stromanstiegs im IGBT ein Spannungsabfall an der Streuinduktivität, der sich als Einbruch in der Spannung am IGBT widerspiegelt. Trotz des Spannungseinbruchs am IGBT bleibt der Stromanstieg vom IGBT über seine Steuerspannung gesteuert.

Der Spannungseinbruch wirkt allerdings über die Kollektor-Gate-Kapazität des IGBT zurück auf die Gatespannung, sodass durch die Streuinduktivität ein verlangsamter Stromanstieg entsteht. Sobald die Rückstromspitze erreicht ist, kehrt di/dt um und die Streuinduktivität induziert eine Überspannung an der Diode, weil die Diode den Stromfall verursacht. In diesem Zeitraum wird nun typischerweise die Zwischenkreisspannung VDC an der Diode überschritten.

Somit erfährt die Diode eine völlig veränderte Spannungsbelastung zu einem Zeitbereich, während dem noch Rückstrom durch die Diode fließt. Die geänderte Spannungsform an der Diode bewirkt eine geänderte Stromform. Die Rückstromspitze verbreitert sich und der Stromschweif verschwindet. Auf diese Weise entsteht aus einem sanften Abschaltvorgang ein Stromabriss – ein Snap-off des Rückwärtsstromes durch die Diode.

Nochmals überhöhte Überspannungen an der Diode und Schwingungen von Strom und Spannung sind die Folge. Während der Zeit, in der noch Rückwärtsstrom fließt, bedeutet eine hohe Spannung an der Diode auch eine höhere Verlustleistung. Da diese hohe Verlustleistung an der Diode die Abschaltbelastung der Diode ausmacht, bewirkt hohe Streuinduktivität erhöhte Schaltbelastung der Diode.

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Die Spitzenverlustleistung wird häufig auch als Grenzwert für Freilaufdioden angegeben. Um bei hoher Streuinduktivität diesen Grenzwert einzuhalten, muss das Einschalten des IGBT verlangsamt werden. Dies führt wiederum zu zusätzlichen Einschaltverlusten im IGBT (siehe [7]). Um das Abkommutieren von Dioden bei hoher Steuinduktivität zu beherrschen müssen Freilaufdioden mit einem stark ausgeprägten Schweifstrom (Sperrverzögerungsladung) versehen werden, damit ein sanftes Abschalten der Dioden erhalten bleibt.

Das Einschalten des IGBT muss verlangsamt werden, um die Grenzwerte der Spitzenverlustleistung nicht zu überschreiten. Auf diese Weise behindert Streuinduktivität die Verwendung von bipolaren Dioden mit minimalen Verlusten und die volle Ausnutzung von Siliziumleistungsdioden. Beispiele dazu finden sich in [1]. Ähnlich wie Dioden ihr Abschaltverhalten unter hoher Streuinduktivität ändern, tun das auch IGBTs. Bild 3 zeigt die schematischen Schaltkurven eines IGBTs beim Abschalten. Wieder zeigen die schwarzen Kurven den Fall mit vernachlässigbarer Streuinduktivität. Die Kollektor-Emitter-Spannung steigt zunächst auf das Zwischenkreisniveau VDC an bevor der Strom des IGBT fallen kann und auf die Diode kommutiert.

Zum Zeitpunkt, zu dem die Kollektorspannung VDC erreicht, beginnt der Strom zu fallen. Ein Stromschweif sorgt wiederum für einen sanften Abschaltvorgang und verhindert Schwingungen. Für die Diode gelten die zum IGBT komplementären Signale Um diese durch hohe Streuinduktivität bewirkten Effekte zu vermeiden, müssen IGBTs und Dioden mit erhöhter Sperrverzugs- bzw. Tailladung ausgestattet werden, sodass trotz hoher Steuinduktivität ein sanftes Abklingen der Ströme erreicht wird. Auf diese Weise verhindert Steuinduktivität den Einsatz verlustoptimierten IGBTs und Dioden und damit die volle Ausnutzung der Potentiale dieser Bauelemente. Beispiele, die diese Auswirkungen für 3,3-kV-Module bestätigen, finden sich in den Referenzen [1], [2] wieder. Neuere Bespiele beziehen sich auf 750-V-IGBT, sogenannte EDT2 für Automobilanwendungen im HybridPACK2-Modul [3], [4]. Dort wurden verschiedene Varianten untersucht.

Die Autoren von [3], [4] mussten eine Variante auswählen, die bei der vorliegenden Streuinduktivität des System keine zu hohen Überspannungen und außerdem keine Oszillationen erzeugt. Eine in den Abschaltverlusten minimierte Variante ist durch das Schaltverhalten nach Bild 4 charakterisiert. Bei geringer Streuinduktivität schaltet diese Variante ebenfalls sanft ab und ohne zu hohe Überspannung ab. Bei hoher Streuinduktivität ändert sich die Stromform, der Spannungsverlauf ändert sich ebenfalls.

Im IGBT gespeicherte Ladung wird im Fall hoher Streuinduktivität früher extrahiert und sie fehlt am Ende zur Bereitstellung eines sanft abklingenden Tailstrom. Der fehlende Tailstrom führt zu einem abrupteren Ende des Stromes und Oszillationen sind die Folge. Zur Kompensation der hohen Streuinduktivität muß ein IGBT mit höherer Tailladung (Bild 5) eingesetzt werden, der dann immer noch einen sanft ausklingenden Strom bereit stellt. Bild 5 zeigt den Ausschaltvorgang der beiden IGBT-Varianten unter hoher Streuinduktivität.

Systemverluste, Überspannung und ungünstige Betriebsfälle

Soll die Stromsteilheit zur Begrenzung von Überspannungen reduziert werden, kommt eine Erhöhung des Gatewiderstandes in Frage. Dies ist eine eher unattraktive Methode, kann aber eine Vorgehensweise sein. In vielen einfachen Geräten wird nur mit einem für alle Betriebsfälle festen Gatewiderstand RG die Schaltgeschwindigkeit eingestellt. Deshalb muss darin der Gatewiderstand zur Abdeckung des ungünstigsten Betriebs- bzw. Störfalles ausgewählt werden.

Das kann z.B. ein Kurzschluss- oder Überstromfall sein. Ist der RG einmal so ausgewählt, bestimmt er auch die Schaltgeschwindigkeit in allen andren Betriebsfällen. Hier dient ein Ausschaltvorgang bei 800 VDC und fünffacher Nennstrom als ungünstigster Betriebsfall.

Die betrachtete Halbbrücke ist ein FF450R12ME4 (Infineon). Die Streuinduktivität des DC-Zwischenkreises beträgt LS=25 nH. Das Produkt LS*Inom liegt damit bei 11,3 µVs. Um beim Ausschalten unter ungünstigster Bedingung die Sperrspannung nicht zu überschreiten, muss der RG von 1 Ω für Nennbedingung auf 15 Ω erhöht werden. Mit dem erhöhten RG gemessene Ausschaltkurven sind in Bild 6 gezeigt.

Die bei erhöhtem Gatewiderstand RG und Nennbedingungen (450 A und DC-Spannung von 600 V) resultierenden Schaltkurven sind im Vergleich zur Steuerbedingung mit Gatewiderstand RG=1 Ω in Bild 7 wieder gegeben. Der Gatespannungsverlauf weist auf den großen Unterschied im Gatewiderstand hin. Der Gatespannungsverlauf mit dem langen Miller-Plateau folgt aus dem großen Gatewiderstand von 15 Ω.

Bei dem hohen Gatewiderstand steigt die Kollektorspannung langsamer an, was in diesem Zeitabschnitt zu erhöhten Schaltverlusten führt. Bei Nennstrom wird di/dt sogar höher. Dies ist deutlich an der der erhöhten Überspannung zu erkennen ist. Die Erhöhung des di/dt wird weiter unten erklärt und hat mit dem Verlust von Speicherladung durch längeren Kollektorspannungsanstieg zu tun, während des Miller-Plateaus in der Gatespannung.

Es ist klar, dass die Schaltverluste durch die Anpassung des RG zur Beherrschung des Überstromfalles (Bild 6) ansteigen. Für Nennbedingungen (Bild 7) verdoppeln sich die aufsummierten Schaltverluste (Bild 8). Den größten Anstieg erfahren die Einschaltverluste des IGBT. Der Anstieg der Einschaltverluste zeigt auch, dass der induktive Einbruch der Kollektorspannung (Bild 2) nicht undbeding tzu einer Reduktion der Einschaltverluste führen muss, wenn man wie hier die den RG auf Störfälle auslegt.

Schaltgeschwindigkeit (di/dt) als Function von RG

Im Fall von solch einfachen Ansteuermethoden führt hohe Streuinduktivität zu wesentlich erhöhten Verlusten. Der erhöhte Gatewiderstand führt außerdem zu steilerem Stromabfall beim Ausschalten des IGBT unter Normalbedingungen. Die Auswirkungen auf die Stromsteilheit bei Nominalstrom werden im kommenden Abschnitt anhand von 6,5-kV-IGBTs noch einmal ausführlich diskutiert.

Die Abhängigkeit des Ausschaltverhaltens vom Gatewiderstand RG wird an einem 25-A/6,5-kV-IGBT mit Trench-Zellen und rückseitiger Fieldstopzone untersucht. Bild 9 zeigt die Kollektorstrom- und Kollektorspannungsverläufe beim Ausschalten für drei verschiedene Gatewiderstande (1 Ω, 100 Ω, 510 Ω). Bei 1 Ω steigt bei Kollektorspannung am schnellsten an, aber der Strom fällt am langsamsten und hat einen ausgeprägten Stromschweif. Bei 100 Ω steigt die Kollektorspannung langsamer an, aber der Strom fällt mit der höchsten Anfangssteilheit.

Dies ist deutlich an der erhöhten Überspannung zu erkennen. Bei 510 Ω steigt die Kollektorspannung extrem langsam an und die Anfangssteilheit des Stromes ist wieder geringer und hat das Niveau des Stromverlaufs bei 1 Ω. Anteile des Stromschweifs sind verloren gegangen, weil gespeicherte Ladung bereits während des langsamen Anstiegs der Kollektorspannung verloren geht. Trägt man di/dt, dV/dt and Eoff über RG auf, so zeigt siVh das Verhalten wie in Bild 10 dargestellt.

Bis zu einem RG von 30 Ω bleibt di/dt niedrig, dV/dt bleibt hoch und Eoff ist minimal. Wenn die Streuinduktivität zu hoch ist, sodass das di/dt wie bei kleinen RG vorkommend zu groß ist muss im Fall von einfachen Ansteuerschaltungen der Gatewiderstand erhöht werden bis di/dt endlich niedriger wird. Dies führt zu wesentlich erhöhten Ausschaltverlusten, weil dazu der RG auf mehr als 510 Ω erhöht werden muss. Der dann vorkommende langsame Kollektorspannungsanstieg sorgt für die Erhöhung der Schaltverluste. Die Streuinduktivität sollte immer so niedrig sein, dass man den IGBT links von dem di/dt-Maximum betreiben kann. Hohe Streuinduktivität verhindert das und behindert so die volle Ausnutzung des IGBT. Qualitativ ähnliche Zusammenhänge wie in Bild 10 bestehen auch für IGBTs anderer Spannungsklassen (siehe auch [5]).

Stromaufteilung paralleler Leistungshalbleiter

Die Stromaufteilung auf spannungsgesteuerte Leistungshalbleiter wird stark von Emitter- oder Source-Induktivität beeinflusst, wenn diese Streuinduktivität nicht nur Teil des Lastkreises, sondern auch Teil des Steuerkreises ist (Bild 11). Die Simulation des Einschaltvorgangs eines 100A/1200V-IGBT mit passender Freilaufdiode (Bild 12) liefert neben den Kollektorspannungs- und -stromverläufen auch die Spannungsverlauf an L2 und den Einfluss auf die Gatespannung.

Für einen einzelnen IGBT erzeugten die Streuinduktivität L2 eine lose Gegenkopplung auf die Gatespannung und gegrenzt den Stromanstieg. Dies ist häufig eine gewünschte Wirkung. Im Fall von parallel geschalteten Leistungshalbleitern kann eine solch kleine Streuinduktivität eine Stromfehlverteilung erzeugen, wenn dadurch Unterschiede in Gatespannungen von einem zum anderen Leistungshalbleiter erzeugt werden.

Beispiel parallel geschalteter Leistungshalbleiter

Als Beispiel dient eine Anordnung aus drei Transistoren – diskrete TO247-Gehäuse können dazu dienen, wie in Bild 13 gezeigt. Der Laststrom fließt über drei Leiterstreifen in die Kollektorfläche hinein und verlässt die Anordnung über drei Leiterstreifen an der Emitterleiterbahn. In dieser Art der Anordnung ist die Steuinduktivität LE1, LE2, LC symmetrisch und es gibt keinen Grund für Laststrom in LEx oder LCx. di/dt im Steuerkreis ist klein im Vergleich zu di/dt im Lastkreis, sodass der Einfluss einer asymmetrischen Verdrahtung des Steuerkreises hier vernachlässigt wird.

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Die Schaltkurven von Bild 12 beschreiben dann auch die Situation von jedem IGBT in Bild 14 einheitlich für alle. Die Anordnung (Bild 15) führt zu einer ungleichmäßigen Stromaufteilung. Die Streuinduktivität LEx and LCx übernimmt Laststrom, der von links nach rechts durch die Anordnung fließt.

Während den Schaltvorgängen in den Transistoren verursachen Stromänderungen in LEx Spannungsdifferenzen von Emitter zu Emitter der parallelen Transistoren. Diese Spannungsdifferenzen finden sich in den Gatespannungen wieder und bewirken so Fehlaufteilung der des Laststromes. Der Einfluss einer kleinen Streuinduktivität LEx wird für den Fall von nur zwei parallel geschalteten Transistoren nach Bild 17 simuliert.

Bild 18 zeigt die Stromunterschiede beim Einschalten. Die Streuinduktivität L2 (LEx) von nur 1 nH erzeugt während dem Stromanstieg einen Unterschied in den Gatespannungen von 1 V. Die Einzelströme unterscheiden sich etwa um den Faktor zwei. Fügt man zusätzliche Streuinduktivität LE1 (L3, L4 in Bild 19) ein, so verbessert sich die Stromaufteilung (Bild 20). Diese einfachen Untersuchungen anhand der Schaltungen in Bild 17 und Bild 19 lehren, dass Anordnungen mit vernachlässigbarer Streuinduktivität LE1 (L3, L4) an jedem Emitter stark von Querstrom in LEx beeinflusst werden. Solche Anordnungen erfordern unbedingt eine symmetrische Stromführung. Dazu muss der Laststrom senkrecht zur Richtung der Parallelschaltung geführt werden. So wird verhindert, dass LEx Strom führt.

Die Symmetrie im 3-phasigen Umrichter

Eine ähnliche Situation die zur Stromfehlaufteilung in Modulen führt, kann in Umrichtern auftreten, wenn die drei Halbbrücken nebeneinander angeordnet werden (Bild 21). Dort fließt Strom über den Zwischenkreis von einer Halbbrücke in die andere. Jede Halbbrücke besteht aus parallel geschalteten Leistungshalbleitern, die nach dem Prinzip in Bild 13 angeordnet sind, vertikal in Bild 21. Wenn Strom entlang der vertikalen Achse von einer Halbbrücke zur anderen fließt, entstehen Spannungsabfälle an den internen LEx (vergleiche Bild 14) während den Schaltvorgängen.

Werden die drei Halbbrücken hintereinander entlang der vertikalen Achse angeordnet (Bild 22), dann fließt der Strom entlang der vertikalen Achse vom Zwischenkreiskondensator zu den verschiedenen Halbbrücken und kein Strom tritt von der Seite in die Halbbrücken ein oder aus ihnen heraus. Die Streuinduktivität LEx innerhalb der Halbbrücken wird keinen Strom führen und die Parallelschaltung innerhalb der Halbbrücken wird von LEx nicht beeinflusst.

Referenzen:

[1] G. Miller, “New Semiconductor Technologies challenge Package and System Setups” Proceedings of CIPS, Nuremberg, Germany, 2010

[2] R. Bayerer, D. Domes, “Power circuits for clean switching,” Proceedings of CIPS, Nuremberg, Germany, 2010

[3] F. Wolter, W. Roesner, M. Cotorogea, Th. Geinzer, M. Seider-Schmidt, K.-H. Wang, “Multi-dimensional trade-off considerations of the 750V Micro Pattern Trench IGBT for Electric Drive Train Applications” Proceedings of ISPSD, Hong Kong, China, 2015

[4] Th. Geinzer, H. Boeving, T. Reiter, M. Seider-Schmidt, F. Wolter, “Value creation developing efficient 750V IGBT and emitter controlled diode for automotive applications“ Proceedings of PCIM, Nuremberg, Germany, 2015

[5] F. Pfirsch, R. Bayerer, “MOS-gesteuerte Leistungsschaltelemente: „Konzepte und Schaltverhalten“ VDE, ETG, Bauelemente der Leistungselektronik und ihre Anwendungen, Bad Nauheim, Germany, 2006

[6] G. Borghoff, “Implementation of low inductive strip line concept for symmetric switching in a new high power module” Proceedings of PCIM, Nuremberg, Germany, 2013

[7] S. Buchholz, M. Wissen, Th. Schuetze, “Electrical Performance of a low inductive 3.3kV half bridge IGBT module” Proceedings of PCIM, Nuremberg, Germany, 2015

* Dr. Reinhold Bayerer ist Fellow für Physik der Leistungs-Module bei Infineon Technologies, Warstein.

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