Leistungsfaktorkorrektur Stromspitzen beim Nulldurchgang in PFC-Schaltungen eindämmen

Autor / Redakteur: Bosheng Sun * / Dipl.-Ing. (FH) Thomas Kuther

Zur Leistungsfaktorkorrektur in Netzteilen bietet die Totem-Pole-PFC-Schaltung Vorteile. Allerdings muss man die Spannungsspitzen beim Nulldurchgang in den Griff bekommen. Hier erfahren Sie, wie das geht.

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Ein Totempfahl: Namensgeber für die Totem-Pole-Schaltung. Da die Endstufentransistoren im Schaltbild übereinander gezeichnet werden, gleicht die Schaltung einer solchen indianischen Skulptur.
Ein Totempfahl: Namensgeber für die Totem-Pole-Schaltung. Da die Endstufentransistoren im Schaltbild übereinander gezeichnet werden, gleicht die Schaltung einer solchen indianischen Skulptur.
(Bild: Michael Rosskothen - Fotolia)

In Netzteilen mit Leistungen ab 75 W aufwärts macht man häufig von der Leistungsfaktorkorrektur (Power Factor Correction – PFC) Gebrauch. Diese sorgt dafür, dass der Eingangsstrom dem Verlauf der Eingangsspannung folgt, sodass sich jeder elektrische Verbraucher wie eine ohmsche Last darstellt. Unter den verschiedenen PFC-Topologien hat die Totem-Pole-PFC-Schaltung [1, 2] in letzter Zeit vermehrt Interesse geweckt. Die Bezeichnung dieser Schaltung leitet sich von der Anordnung der Endstufentransistoren im Schaltbild ab. Da diese meist übereinander gezeichnet werden, gleicht die Schaltung einem indianischen Totempfahl.

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Minimaler Bauelementeaufwand, höchster Wirkungsgrad

Eine solche Totem-Pole-PFC-Schaltung bietet einige Vorteile: Sie kommt mit den wenigsten Bauelementen aus, weist die geringsten Leitungsverluste auf und erreicht den höchsten Wirkungsgrad. Wegen des langsamen Sperrverzögerungsverhaltens der Body-Dioden in den MOSFETs eignet sie sich allerdings normalerweise nicht für den nicht-lückenden Betrieb (Continuous-Conduction Mode – CCM).

Möglich ist der CCM-Betrieb von Totem-Pole-PFC-Schaltungen jedoch mit der diodenfreien Struktur von FETs auf der Basis von GaN. Den Aufbau einer Totem-Pole-PFC-Schaltung zeigt Bild 1. Bei den Transistoren Q3 und Q4 in Bild 1 handelt es sich um GaN-FETs. Je nach der gerade herrschenden Polarität der eingangsseitigen Wechselspannung VAC arbeiten sie abwechselnd als aktive PFC-Schalter oder als synchrone Schalter. Um den Wirkungsgrad weiter zu steigern, ersetzt man D1 und D2 durch herkömmliche MOSFETs, die geringere Leitungsverluste aufweisen als Dioden. Bild 2 zeigt diese überarbeitete Schaltung, in der die konventionellen MOSFETs Q1 und Q2 mit der Netzfrequenz angesteuert werden.

Stromflüsse in einer Totem-Pole-PFC-Schaltung

Die Stromflüsse in einer Totem-Pole-PFC-Schaltung sind in den Bildern 3 und 4 illustriert. Während der positiven Halbwelle der Netzspannung dient Q4 als aktiver Schalter, während Q3 als Sync-FET fungiert. Die Treibersignale für Q4 und Q3 sind komplementär: während Q4 mit D (dem von der Regelschleife vorgegebenen Tastverhältnis) angesteuert wird, wird Q3 mit 1 – D angesteuert. Sobald Q4 einschaltet, fließt der Strom vom Wechselspannungs-Eingang über die Induktivität, Q4 und Q2 zurück zum Nullleiter des AC-Eingangs. Wenn Q4 sperrt, schaltet Q3 ein und der Strom fließt vom Wechselspannungs-Eingang über die Induktivität, Q3, den Verbraucher, Q2 und schließlich zurück zum Nullleiter. Während der positiven Halbwelle bleibt Q2 ein- und Q1 ausgeschaltet.

Während der negativen Halbwelle werden die Aufgaben von Q4 und Q3 vertauscht: Q3 wird zum aktiven Schalter und Q4 zum Sync-FET. Die Treibersignale für Q4 und Q3 sind nach wie vor komplementär, jedoch wird Q3 jetzt mit D und Q4 mit 1 – D angesteuert. Wenn Q3 einschaltet, fließt der Strom vom Nullleiter über Q1, Q3 und die Induktivität zurück zum Wechselspannungs-Eingang. Sobald Q3 abschaltet, schaltet Q4 ein und leitet den Strom vom Nullleiter über Q1, den Verbraucher, Q4 und die Induktivität zurück zum Wechselspannungs-Eingang. Während der gesamten positiven Halbwelle bleibt Q1 ein- und Q2 abgeschaltet.

Zu den Herausforderungen bei Totem-Pole-PFC-Schaltungen gehört die Tatsache, dass der Eingangsstrom beim Nulldurchgang der eingangsseitigen Wechselspannung eine große Spitze aufweist. Dieses Phänomen erklärt sich aus dem Prinzip der Totem-Pole-PFC-Schaltung und ist recht komplex. Die Stromspitze setzt sich außerdem aus positiven und negativen Spitzen zusammen, die aus unterschiedlichen Gründen entstehen. Verschiedene Szenarien können die Ursache für diese Stromspitzen sein.

Vier Szenarien, die Strom­spitzen verursachen können

  • Szenario 1: Bild 5 verdeutlicht, dass sich das Tastverhältnis des Schalters Q3 am Nulldurchgang zwischen negativer und positiver Halbwelle abrupt von nahezu 100% auf 0% ändert. Umgekehrt ist es beim Schalter Q4, dessen Tastverhältnis plötzlich von null auf fast 100% springt. Wegen des langsamen Sperrverzögerungsverhaltens der Body-Diode von Q1 und des hohen COSS-Werts von Q2 ist der VDS-Wert von Q2 nach wie vor gleich VOUT (400 V). Da diese hohe Spannung mit dem Einschalten von Q4 an die Induktivität gelangt, entsteht eine positive Stromspitze. Dieses Szenario wird in [3] analysiert. Als Abhilfe empfiehlt sich eine Softstart-Methode für Q4.
  • Szenario 2: Auch bei einem Softstart von Q4 kommt es jedoch noch zu übermäßig hohen Stromspitzen. Der Grund hierfür ist, dass VAC unmittelbar nach dem Nulldurchgang noch sehr gering ist und nicht für den Aufbau des Spulenstroms ausreicht. Wenn dagegen Q3 mit 1 – D einschaltet, ist zwar sein Tastverhältnis noch nicht hoch, doch die an die Induktivität gelangende Spannung ist hoch (400 VOUT). Der daraus resultierende hohe Rückstrom durch die Induktivität lässt eine negative Stromspitze entstehen.
  • Szenario 3: Kritisch ist auch das Timing für das Einschalten von Q2, denn es kann ein Shoot-through-Strom entstehen, wenn Q2 vor dem Softstart von Q4 einschaltet und sich die Body-Diode von Q1 nicht schnell genug regeneriert.
  • Szenario 4: Ein zu spätes Einschalten von Q2 kann zum Entstehen einer negativen Stromspitze führen (Bild 6). Die hohe Spannung VBUS erzeugt einen Rückstrom in der Induktivität, wenn Q3 eingeschaltet ist, während Q2 abgeschaltet ist. Dieser Rückstrom schaltet zunächst die Body-Diode von Q2 ab und beginnt dann die Kapazität COSS von Q2 zu laden. Der VDS-Wert von Q2 beginnt dann auf einen hohen Wert zu steigen. Wenn dann Q4 einschaltet, sorgt die an die Induktivität gelangende hohe Spannung (VDS + VIN) für das Entstehen einer hohen Stromspitze in der Induktivität. Sowohl die steigende als auch die fallende Flanke des Spulenstroms haben also ein erhebliches Ausmaß. Sie sind aber so gut im Gleichgewicht, dass sich der durchschnittliche Strom auf einen kleinen positiven Wert beschränkt. Wenn Q2 nun bei t1 einschaltet, wird der VDS-Wert von Q2 auf null begrenzt. Schaltet jetzt Q4 ein, gelangt nur VIN an die Induktivität. VIN aber ist sehr gering und reicht nicht aus, um einen genügend hohen Strom in der Induktivität entstehen zu lassen. Somit ist die steigende Stromflanke sehr gering. Da die fallende Flanke jedoch nach wie vor sehr groß ist, besteht keine Ausgewogenheit mehr und es entsteht eine große negative Stromspitze.

Eindämmung der Stromspitzen beim Nulldurchgang

In diesem Beitrag wird eine neue Regelungsmethode vorgeschlagen, die das Stromspitzen-Problem beseitigt. Q1, Q2, Q3 und Q4 werden hierzu in einer bestimmten Reihenfolge eingeschaltet, wobei jeweils ein Softstart-Mechanismus angewandt wird. Bild 7 zeigt die Treibersignale für diese neue Methode. Bei dieser Lösung wird Q4 nach dem Nulldurchgang zwischen negativer und positiver Halbwelle zunächst mit sehr geringer Impulsbreite eingeschaltet, bevor die Impulsbreite langsam auf D (das von der Regelschleife vorgegebene Tastverhältnis) angehoben wird. Dieser Softstart von Q4 gibt Q1 Gelegenheit, sich vollständig zu regenerieren.

Jetzt reduziert sich die Spannung VDS von Q2 langsam bis auf das Massepotenzial, sodass die aus Szenario 1 resultierende Stromspitze vermieden wird. Ist der Softstart von Q4 abgeschlossen, beginnt das sanfte Einschalten des Sync-FET Q3 mit geringer Impulsbreite, die anschließend langsam auf 1 – D erhöht wird. Hierdurch wird die von Szenario 2 hervorgerufene negative Stromspitze eliminiert.

Wenn der Softstart von Q4 beendet ist und der Softstart von Q3 beginnt, wird der Niederfrequenz-Schalter Q2 eingeschaltet. Da sich die Body-Diode von Q1 zu diesem Zeitpunkt bereits regeneriert hat, bleibt das in Szenario 3 beschriebene Shoot-through-Phänomen aus. Da Q3 außerdem mit sehr geringer Impulsbreite zu schalten beginnt, reicht es nicht für den Aufbau eines genügend hohen Rückstroms, sodass es nicht zu der in Szenario 4 beschriebenen Stromspitze kommt.

Kurze Totzone verhindert Kurzschluss

Es kann vorkommen, dass die Nulldurchgangserkennung wegen Störungen falsch ausgelöst wird. Aus Sicherheitsgründen werden deshalb am Ende einer positiven Halbwelle alle Schalter abgeschaltet. Dies verhindert ein Kurzschließen der eingangsseitigen Wechselspannung.

Die Regelschleife sollte in dieser Totzone übrigens kurz stehenbleiben. Sonst könnte es beim Wiedereinschalten der PFC-Schaltung dazu kommen, dass das Hochlaufen des Integrators einen langen PWM-Impuls erzeugt, der eine hohe Stromspitze zur Folge haben kann. Das gleiche Funktionsprinzip gilt für den Übergang von einer positiven zu einer negativen Halbwelle.

Diese skizzierte Methode wurde an einer Totem-Pole-PFC-Schaltung mit 1 kW Leistung verifiziert, die von einem digitalen Controller des Typs UCD3138 von Texas Instruments gesteuert wurde. Bild 8 zeigt Eingangsspannung und Stromverlauf mit der traditionellen Regelungsmethode, während in Bild 9 die Verhältnisse mit der neuen Methode zu sehen sind. Beide Tests wurden unter identischen Bedingungen durchgeführt. Man erkennt deutlich die wesentlich kleineren Stromspitzen mit der neuen Methode und den erheblich gleichmäßigeren Stromverlauf in den Nulldurchgängen. Der Gesamtklirrfaktor (THD) verringert sich hierdurch von 8,1% auf 3,7%.

Fazit: Obwohl die Totem-Pole-PFC-Schaltung inzwischen auf immer mehr Interesse stößt, stehen gewisse Designprobleme ihrer allgemeinen Verbreitung entgegen. Ein prinzipbedingtes Problem bei Totem-Pole-PFC-Schaltungen sind die beim Nulldurchgang der eingangsseitigen Wechselspannung auftretenden Stromspitzen. Die Ursachen für diese Stromspitzen sind recht kompliziert. Anzuführen sind die Reihenfolge des Einschaltens, das langsame Sperrverzögerungsverhalten der MOSFET-Body-Dioden, der hohe COSS-Wert der MOSFETs, das plötzliche Einschalten des aktiven FET mit nahezu 100% Tastverhältnis, das abrupte Einschalten des Sync-FET usw. Alle diese Szenarien tragen zum Entstehen von Stromspitzen bei. Indem man die Schalter in einer speziellen Reihenfolge einschaltet und bei den Haupt- und Sync-FETs einen Softstart-Mechanismus anwendet, lassen sich die Stromspitzen jedoch gravierend eindämmen, wodurch sich der Klirrfaktor entscheidend verbessert.

Referenzen:

[1] HJ. C. Salmon, “Circuit topologies for PWM boost rectifiers operated from 1-phase and 3-phase ac supplies and using either single or split dc rail voltage outputs,” in Proc. IEEE Applied Power Electronics Conf., März 1995, S. 473 – 479.

[2] L. Huber, Y. Jang and M. Jovanovic, “Performance Evaluation of Bridgeless PFC Boost Rectifiers”, IEEE Transaction on Power Electronics, Vol. 23, No. 3, Mai 2008.

[3] B. Su, J. Zhang and Z. Lu, “Totem-pole Boost Bridgeless PFC rectifier with simple zero-current detection and full-range ZVS operating at the boundary of DCM/CCM,” IEEE Trans. Power Electron., Vol. 26, No. 2, Feb. 2011.

[4] Z. Ye, A. Agular, Y. Bolurian and B. Daugherty, “GaN FET-Based CCM Totem-Pole Bridgeless PFC,” The 23rd TI Power Supply Design Seminar, 2014.

* Bosheng Sun ist Systems Engineer, High Power Controller Solutions, bei Texas Instruments.

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