Grundlagen der Leistungshalbleiter Power Devices zwischen Theorie und elektrischer Realität

Autor / Redakteur: Martin Schulz * / Gerd Kucera

Auf abstrakter Definitionsebene, fern einer realen Applikation, gilt der ideale Zustand. Parasitäre elektrische Eigenschaften werden gerne vernachlässigt. Aber eben auf die kommt es an.

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Bild 1: Idealer IGBT mit idealer Freilaufdiode.
Bild 1: Idealer IGBT mit idealer Freilaufdiode.
(Bild: Infineon)

Zur Evaluierung der Wirksamkeit von Steuerverfahren ist es meist hinreichend, den Leistungshalbleiter als idealen Schalter aufzufassen. Bei der Umsetzung der am Rechner gefundenen Lösung in Hardware tauchen dann allerdings oft Probleme auf, die auf die Abweichungen zwischen Simulation und realem Aufbau zurückzuführen sind. Wenige grundlegende Schritte stehen zwischen der idealisierten Ansicht und der physikalischen Wirklichkeit.

In Lehrbüchern und Skripten der Universitäten findet sich meist eine sehr stark abstrahierte Version des Leistungshalbleiters. Die für die Applikation notwendige Kombination aus Schalter, dem IGBT, und Freilaufdiode beschränkt sich auf die rein akademische Darstellung, die in Bild 1 gegeben ist. Alle parasitären Bauelemente, die sich aus der Verwendung metallischer Verbindungen oder der Aufbautechnik ergeben, sind vernachlässigt.

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Abstrakt und Ideal des Leistungshalbleiters

Der ideale Schalter führt im ausgeschalteten Zustand keinen Strom, im eingeschalteten Zustand fällt an ihm keine Spannung ab. Für das Einschalten ist eine positive Spannung größer 0 V am Gate hinreichend, bei einer Gate-Emitter-Spannung von 0 V sperrt das Bauelement.

Darüber hinaus weist der Aufbau keine Ein- oder Ausschaltverzögerungen auf und die Dauer eines Ein- oder Ausschaltvorganges ist null. Daraus ergibt sich, dass der ideale Schalter weder Schalt- noch Leitverluste erzeugt, was eine thermische Betrachtung überflüssig macht. Für die Ansteuerung des Bauelementes reicht das Anlegen einer Spannung; die für die Kontrolle notwendige Leistung ist null.

Schritt 1 zur Realität: parasitäre Kondensatoren

Aus dem Aufbau der Halbleiter ergeben sich parallele Flächen auf unterschiedlichen Potenzialen, die von isolierenden Schichten getrennt sind. Hieraus resultieren parasitäre Kapazitäten, die das Schaltverhalten und die elektrischen Eigenschaften des Bauteils verändern. Dies gilt sowohl für den Schalter als auch für die zugehörige Freilaufdiode. In Bild 2 ist der um die parasitären Kapazitäten ergänzte ideale Aufbau dargestellt.

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Dieser Autorenbeitrag ist in der Printausgabe ELEKTRONIKPRAXIS Sonderheft Leistungselektronik & Stromversorgung erschienen. Diese ist auch als kostenloses ePaper oder als pdf abrufbar.

Statisch sind die Kapazitäten von untergeordneter Bedeutung, ihr Einfluss auf das transiente Verhalten des Bauelementes ist aber erheblich. Führt der IGBT den Laststrom, so ist die Kollektor-Emitter-Spannung UCE am Bauelement klein, sie liegt im Bereich von 1,5 bis 2,5 V. Schaltet der Transistor den Laststrom aus, wächst an ihm die Spannung auf ein Niveau einiger hundert Volt. Die Änderungsgeschwindigkeit dUCE/dt der Spannung liegt im Bereich mehrerer kV/µs.

Diese transiente Spannungsänderung liegt an dem kapazitiven Spannungsteiler an, den die parasitären Kondensatoren CCG und CGE bilden. Darin wird ein Strom erzeugt, der in der Lage sein kann, das Gate zu laden. Als Konsequenz schaltet das Bauelement ein, obwohl am Gate von außen eine Spannung von 0 V anliegt. Dieses parasitäre Einschalten tritt besonders bei IGBT für Ströme deutlich über 100 A und in Anordnungen mit parallel geschalteten Halbleitern auf. Es lässt sich verhindern, wenn die für das Ausschalten verwendete Spannung geringfügig kleiner ist als null. Eine Spannung im Bereich von -5 V bis -8 V hat sich für diesen Zweck als geeignet erwiesen.

Beim Einschalten kommutiert der Laststrom von einer Diode auf den IGBT. Der Stromverlauf im IGBT weist aber eine Spitze auf, die weit höher liegen kann als der Laststrom. Diese Spitze ist eine Konsequenz der Speicherladung der Freilaufdioden. Die Diode kann einen Strom erst sperren, wenn ihre Speicherladung Qrr abgeflossen ist. Da dies mit der Geschwindigkeit stattfindet, mit der der IGBT den Strom aufnimmt, dauert der Vorgang nur sehr kurz. Der zusätzlich zum Laststrom IL auf den IGBT kommutierte Strom ∆I ergibt sich aus der in dieser kurzen Zeit bewegten Ladung mit ∆I=dQ/dt. In Bild 3 ist ein Einschaltvorgang dargestellt, in dem die Rückstromspitze gut zu erkennen ist. Die Rückstromspitze trägt zu den Einschaltverlusten des IGBT bei; sie entfällt beim Einsatz von SiC-Schottky-Dioden fast vollständig.

Schritt 2 zur Realität: induktive Anteile

Eine zweite Erweiterung des idealen Schalters betrifft die parasitären Induktivitäten, die sich durch die Aufbau- und Verbindungstechnik ergeben. Jedes Stück Metall weist eine geringe Induktivität auf, was auch für die in Halbleitern eingesetzten Bonddrähte und Kupferflächen sowie die notwendigen Anschlussterminals von Modulen gilt. Bereits die Anschlussleitungen kleiner Bauformen wie TO247-Packages üben hier eine störende Wirkung aus. In Bild 4 sind die maßgeblichen induktiven Anteile im Schaltbild ergänzt.

Auch die induktiven Anteile haben Einfluss auf das dynamische Verhalten der Anordnung. Für die Ansteuerung ist die Induktivität LsigmaE´ von Bedeutung. Die hohe Schaltgeschwindigkeit moderner Halbleiter führt beim Abschaltvorgang zu einer induzierten Spannung UL=L diL/dt. Bei Schaltgeschwindigkeiten von 1 kA/µs erzeugt jedes Nanohenry (nH) eine Spannung von 1 V. Übliche Anstiegsgeschwindigkeiten liegen heute für IGBTs bei 5 bis 8 kA/µs, Halbleiter auf Basis von Siliziumkarbid (SiC) oder Galliumnitrid (GaN) erreichen erheblich höhere Werte.

Beim Abschalten kommt es zur Bildung einer Spannung an der Induktivität LsigmaE‘, die die von außen angelegte Gate-Spannung innerhalb des Moduls anhebt. Ist das Gate zum Ausschalten mit 0 V angesteuert und die induzierte Spannung erreicht die als Threshhold-Spannung bezeichnete Grenze von 3 bis 4 V, tritt parasitäres Einschalten auf.

Beim Einschaltvorgang auf einen bestehenden Kurzschluss können sich die parasitären Anteile ebenfalls als nachteilig erweisen. Über der Miller-Kapazität kann hier eine Überhöhung der wirksamen Gate-Spannung entstehen, hierdurch erhöht sich das Niveau des Kurzschluss-Stromes. Begrenzt der IGBT bei 15 V Gate-Spannung den Kurzschluss-Strom auf das 4- bis 5-fache des Nennstromes, kann der Faktor bei 17 V schnell auf 8 bis 10 steigen. Ein sicheres Abschalten des Fehlers wird hierdurch erschwert.

Je nach verwendetem Treiberaufbau hilft eine schnelle Diode, die das Gate gegen die positive Versorgungsspannung klemmt und die Spannungsüberhöhung limitiert. Ein besonderes Augenmerk ist auf die Induktivität LsigmaC zu legen; sie beinhaltet neben der Induktivität im Leistungshalbleiter auch die Streuinduktivität der DC-Anbindung. Beim Ausschalten des IGBT treibt diese Induktivität die Spannung zwischen Emitter und Kollektor in die Höhe. In Bild 5 ist die auftretende Spannungsüberhöhung als ∆U eingetragen.

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Transient kann diese Spannungsspitze mehrere hundert V erreichen, abhängig von der Qualität der DC-Anbindung. Die maximal zulässige Sperrspannung des Halbleiters darf nicht überschritten werden, da eine Verletzung der als Safe Operating Area (SOA) bezeichneten Grenzen die sofortige Zerstörung des Schalters bedeuten kann.

Bild 5 zeigt eine Messung an einem Aufbau, der eine Gesamtinduktivität von etwa 54 nH aufweist und trotzdem eine Überspannung von 200 V generiert. Der niederinduktive Aufbau von DC-Kreisen stellt sich aus geometrischen Gründen häufig als Herausforderung dar; oft erfolgt der Griff zu sogenannten Snubber-Kondensatoren. Diese Kondensatoren bedämpfen zwar die Überspannung, beseitigen aber deren Ursache nicht. Zusätzlich stellen sie einen weiteren Energiespeicher dar, bringen unnötig Resonanzfrequenzen in den Aufbau ein und erhöhen die Kosten des Gesamtsystems.

Die Wirksamkeit von Snubber-Kondensatoren ist darüber hinaus begrenzt, selten beträgt die Reduktion der Spannungsspitze mehr als 35 V. Eine Reduktion der Streuinduktivität durch geeignete Leiterbahngeometrie um wenige Nanohenry erbringt den gleichen Effekt.

Wie niedrig die Streuinduktivität durch solche Maßnahmen sein kann, zeigt der Aufbau eines 300-kVA-Inverters, den Infineon auf der PCIM 2012 vorgestellt hat. Als Konsequenz der bandförmigen Leiterbahnführung vom DC-Anschluss über die Zwischenkreiskondensatoren bis zum Leistungshalbleiter weist das in Bild 6 dargestellte Design eine Streuinduktivität von weniger als 10 nH auf.

Schritt 3 zur Realität: Georg Simon Ohm

Schrauben, Kupferschienen, Bonddrähte und das Metall auf der DCB-Oberfläche bringen als reale Leiter einen Bahnwiderstand mit sich, der zu Ohmschen Verlusten führt. Die um diese Widerstände erweiterte Darstellung des Schalters findet sich in Bild 7.

Hersteller von Leistungshalbleiter-Modulen geben für den Widerstand eines Produktes den Parameter RCC’-EE‘ an, der den Widerstand vom Hauptkollektor bis zum Hauptemitter beinhaltet.

Obwohl hier Werte auftreten die man vernachlässigen möchte, ist der Einfluss dieser Komponente dennoch erheblich. Das Datenblatt eines Hochleistungs-IGBT für 3600 A/1200 V weist für diesen Parameter einen Wert von 85 µΩ aus.

Wird ein solches Modul mit seinem Nennstrom betrieben, tritt alleine an diesem Widerstand eine Verlustleistung von über 1000 W auf, die das thermische Budget des Designs belastet.

Schon dies macht deutlich, dass eine thermische und ebenso eine mechanische Betrachtung des Leistungshalbleiters Teil der Entwicklungsphase sein müssen.

In einer weiteren Folge der Betrachtungen zum Thema „Leistungshalbleiter zwischen Abstraktion und elektrischer Realität“ nimmt Autor Martin Schulz im Online-Artikel mit der Beitragsnummer 43645761 auf der Seite elektronikpraxis.de die thermo-mechanische Realität unter die Lupe.

* Dr. Martin Schulz arbeitet im Application Engineering bei Infineon Technologies in Warstein.

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