Ein Motortreiber-IC als Lowpower-Vollbrücken-DC/DC-Wandler

Autor / Redakteur: Dan Tooth * / Gerd Kucera

Entwickelt wurde der Baustein DRV8848 als Motortreiber-IC, doch die integrierte isolierte Stromversorgung befähigt ihn auch zum Einsatz in weiteren Applikationen, wie der Autor am Beispiel Smart Meter zeigt.

Firmen zum Thema

Bild 1: Implementierung zweier per Übertrager isolierter H-Brücken-Wandler auf Basis des DRV8848.
Bild 1: Implementierung zweier per Übertrager isolierter H-Brücken-Wandler auf Basis des DRV8848.
(Bild: TI)

In elektronischen Systemen ist es häufig erforderlich, eine oder mehrere isolierte Versorgungsspannungen für leitungsgebundene Schnittstellen wie RS485, Wired mBus, 4/20-mA-Stromschleifen usw. bereitzustellen.

Ein denkbares Anwendungsbeispiel sind intelligente Stromzähler (Smart Meter). Man könnte diese Spannungen mit zusätzlichen Wicklungen auf dem Haupt-Übertrager erzeugen.

Bildergalerie
Bildergalerie mit 7 Bildern

Gelegentlich ist es aber sinnvoller, an einer niedrigen Eingangsspannung einen isolierten Gleichspannungswandler zu betreiben. Hierdurch verhindert man, dass der Haupt-Übertrager zu groß und unhandlich wird, zumal strikte Vorgaben hinsichtlich der Isolationsspannung sowie der Luft- und Kriechstrecken bestehen.

Es gibt heute eine ganze Reihe von Wandler-Topologien, die häufig angewandt werden – vom Sperrwandler (Flyback Converter) über Fly-Buck- und Fly-Boost-Wandler bis zu Push-Pull-Wandlern. Der folgende Beitrag widmet sich jedoch einer anderen Topologie, nämlich dem Vollbrücken- oder H-Brücken-Wandler, der auch als Vierquadrantensteller bezeichnet wird und gleich mehrere Vorteile bietet.

Erstens ist durch die vier FETs gewährleistet, dass immer ein Weg für den Strom zur Verfügung steht, sodass es kaum oder gar nicht zu Spannungs-Überschwingern kommt. Zweitens wird kein Übertrager mit Mittelabgriff benötigt, sodass kostengünstige Ringkern-Transformatoren mit nur einer Primär- und einer Sekundwicklung zum Einsatz kommen können.

Der dritte Vorteil ist, dass keine Energiespeicherung erfolgt und dass der Übertrager in positiver und negativer Richtung magnetisiert wird, was die Größe der magnetischen Bauteile minimiert.

Viertens gibt es integrierte Motorsteuerungs-ICs mit integrierten FETs sowie eingebautem Überstrom- und Übertemperaturschutz.

Das Design des Vollbrücken-Gleichspannungswandlers

Die tendenziell weniger steilen Spannungsflanken dieser Bausteine sind günstig für Systeme, in denen es auf die Vermeidung von HF-Störgrößen ankommt, damit empfindliche Funkempfänger im selben System nicht beeinträchtigt werden.

Als fünfter und letzter Vorteil ist zu erwähnen, dass einige Motorsteuerungs-ICs mehrere Vollbrücken-Wandler enthalten, die sich separat steuern lassen. Dies ist sinnvoll in Anwendungen, in denen die verschiedenen Ausgänge voneinander unabhängig sein müssen und sich daher nicht mit einem Übertrager implementieren lassen, der mehrere voneinander isolierte Sekundärwicklungen aufweist.

Der DRV8848 ist ein Motorsteuerungs-IC mit zwei H-Brückenschaltungen, der sich mit seiner Nenn-Eingangsspannung von 18 V ideal für 12-V-Systeme eignet.

Jede H-Brücke besteht aus high-seitigen P-FETs und masseseitigen N-FETs. Eine alternative Architektur wäre eine Ladungspumpe mit high-seitigen N-FETs. Allerdings kann die Ladungspumpe elektromagnetische Interferenzen (EMI) erzeugen, sodass in diesem EMI-sensiblen Design der DRV8848 die bessere Wahl ist.

Jede H-Brücke wird separat durch die Logikeingänge AINx und BINx gesteuert und besitzt eine eigene, über einen externen Messwiderstand (Risense) programmierte Strombegrenzung (Current Limit – CL).

Wenn diese anspricht, schaltet die Strombegrenzung die FETs ab, die den Strom haben ansteigen lassen. Stattdessen wird das entgegengesetzte FET-Paar eingeschaltet, um den Strom für eine Dauer von 20 µs (die PWM-Zykluszeit) oder bis zum Beginn des nächsten PWM-Zyklus abfallen zu lassen.

Zusätzlich gibt es eine schnelle interne Überstrombegrenzung (Over Current Protection – OCP), die auf 2 A eingestellt ist und an deren Ansprechen sich eine Hiccup-Retry-Zeit von 1,6 ms anschließt.

Diese Schutzfunktionen sind nützliche Einrichtungen für isolierte Wandler, die eine störungsbedingte Überlastung an einem oder mehreren Ausgängen verkraften müssen.

Unterspannungs-Sperre und Current-Limit-Funktion

Häufig übersehen wird bei der Implementierung diskreter H-Brücken-Schaltungen die Unterspannungs-Sperre (Undervoltage Lockout – UVLO), die im Baustein DRV8848 auf etwa 3 V eingestellt ist und ein Schalten der FETs verhindert, wenn die Versorgungsspannung unter einen bestimmten Grenzwert fällt. Beim Versuch, die FETs bei zu niedriger Versorgungsspannung ein- und auszuschalten, würden diese Bauelemente nämlich im linearen Bereich betrieben, was eine hohe Verlustleistung zur Folge hätte.

Der IC erzeugt darüber hinaus eine interne Versorgungsspannung (VINT) von 3,3 V ±5%. Diese Spannung lässt sich extern nutzen, beispielsweise zur Versorgung des VREF-Pins des Bausteins zum Programmieren der Current-Limit-Funktion. Indem man VINT über ein RC-Netzwerk mit VREF verbindet, liegt an VREF beim Einschalten eine steigende Spannung an, wodurch die Strombegrenzung CL langsam hochfährt und auf diese Weise für ein Softstart-Verhalten sorgt.

Die Strombegrenzung des DRV8848 wird berechnet mit VREF/(6,6 Risense). Bei einer Spannung von VREF=3,3 V und einem Widerstand Risense=1 Ω beträgt der Grenzstrom 0,5 A. Bild 1 zeigt exemplarisch eine Schaltung, in der der DRV8848 die Leistungswandlung für zwei separat isolierte Ausgänge übernimmt. Zu Demonstrationszwecken besitzt ein Übertrager eine Sekundärwicklung mit Mittelabgriff und zwei Gleichrichterdioden, während der andere über Einzelwicklungen mit einem anschließenden Vollbrücken-Gleichrichter verfügt, wie es normalerweise bei einem Ringkerntrafo der Fall wäre.

In den Primärstromkreis ist außerdem ein 10-µF-Serienkondensator eingebaut, um sicherzustellen, dass niemals ein Gleichstrom an den Übertrager gelangt. VREF wird von VINT über ein RC-Netzwerk versorgt, das VREF in rund 10 ms hochfährt und damit einen Softstart implementiert. Die auf 200 kHz eingestellte Schaltfrequenz muss extern zugeführt werden – entweder von einem Mikrocontroller-Pin oder von einem eigenständigen LMC555-Timer, der gemäß seinem Datenblatt für 50% Tastverhältnis konfiguriert ist. Der DRV8848 benötigt zusätzlich eine invertierte Version des Taktsignals. Diese wird mit dem im Schaltplan eingezeichneten Inverter SN74LVC1G04 generiert. Zum Aktivieren des IC muss der nSLEEP-Pin des Bausteins auf High-Potenzial gezogen werden.

Für die Testschaltung wurde ein Übertrager des Typs Coilcraft SD250-4L mit einem Windungsverhältnis von 1:1,5:1,5 benutzt. Der zweite Kanal des DRV8848 steuert eine andere Version des Übertragers (SD250-2L) mit nur einer Sekundärwicklung (1:1,5) an. Der DRV8848 sorgt für eine gewisse Austastzeit, die zusammen mit den Anstiegs- und Abfallzeiten von dem normalerweise 100% betragenden Tastverhältnis des Wandlers abgezogen werden muss.

Die 200 ns (typisch) betragende Austastzeit wird zwischen die Schaltvorgänge der high- und masseseitigen FETs in jeder Halbbrücke eingefügt. Daher beträgt das tatsächliche Tastverhältnis zirka 92% (Bild 2). Aus der Eingangsspannung von 12 V werden daher 0,92 • 12 V • 1,5=16,5 V. Der Diodenabfall auf der Sekundärseite bewirkt, dass sich dieser Wert weiter auf eine Ausgangsspannung von rund 16 V reduziert.

Da dieser Wandler ungeregelt ist, muss davon ausgegangen werden, dass sich die 16 V Ausgangsspannung mit zunehmender Belastung verringern.

Ursache hierfür sind die Wicklungswiderstände des Übertragers, die Einschaltwiderstände der FETs und der Wicklungswiderstand der Ausgangsinduktivität (werden ein Übertrager ohne Mittelabgriff und ein Vollbrücken-Gleichrichter verwendet, dann müssen zwei Dioden-Spannungsabfälle abgezogen werden).

Signalverläufe mit Powerstage Designer schnell analysieren

Mit dem ‚Powerstage Designer‘ bietet Texas Instruments kostenlos ein Softwaretool zum Download an, mit dem sich für verschiedene Leistungswandler-Topologien schnell die Signalverläufe in der Leistungsstufe simulieren lassen.

Mithilfe dieses Tools wurde eine geeignete Primärinduktivität von 1,5 mH für den Übertrager und eine zu Glättungszwecken dienende sekundärseitige Induktivität von 330 µH gefunden. Das Volt-Sekunden-Produkt beträgt Vin • ½T=12 V • ½ • 1/200 kHz=30 Vµs. Der gewählte Übertrager sollte ein Volt-Sekunden-Produkt aufweisen, das über diesem Wert liegt.

Bildergalerie
Bildergalerie mit 7 Bildern

Bild 2 gibt die primärseitigen Phasenspannungen wieder. Auf der Sekundärseite werden 16 VDC gemessen, und der Lastwiderstand beträgt 168 Ω.

Wenn mit Bezug auf Bild 1 die blau wiedergegebene Phasenspannung fällt, liegt dies daran, dass die diagonal gegenüberliegenden FETs dieser Phase (Q1 und Q4) abgeschaltet wurden. Es folgt eine innerhalb des IC festgelegte, rund 200 ns dauernde Totzeit, in der alle FETs abgeschaltet sind. Die in der Streuinduktivität des Übertragers gespeicherte Energie zieht die blau dargestellte Phase in den negativen Bereich, wobei durch die Body-Diode von Q2 eine Klemmung erfolgt.

Jetzt setzt eine Oszillation ein, doch schon wenig später werden die FETs der roten Phase (Q2 und Q4) eingeschaltet, woraufhin die Spannung der roten Phase auf 12 V ansteigt. Bild 3 zeigt die Phasenspannungen während der Anlaufphase und bei aktiver CL-Funktion. In der Startphase fährt VREF hoch, sodass der Grenzstrom noch nicht auf seinen vollen Wert von 0,5 A angestiegen ist. In Bild 3 liegt der Grenzstrom bei 120 mA.

Die Schaltfrequenz wurde für diesen Test auf 100 kHz reduziert, der Lastwiderstand dagegen auf 112 Ω angehoben (für die Wahl dieser Prüfbedingungen gab es keine anderen Gründe als den, die Funktionsweise bei einer anderen Schaltfrequenz und einer anderen Last zu demonstrieren).

Die blaue Phase schaltet ein (erster blauer Pfeil) und geht für etwa 1,8 µs (die CL-Austastzeit) in den High-Zustand. Nach dieser Zeitspanne ist der CL-Grenzwert erreicht, und die blaue Phase schaltet ab (zweite gestrichelte Linie), woraufhin die rote Phase in den High-Zustand wechselt.

Nach etwa 1,6 µs ist der Strom nahezu auf null gefallen, und das Verhalten des DRV8848 ist so angelegt, dass die Brücke zur Vermeidung eines Rückstroms gesperrt wird. Es folgt nun eine Zeitspanne, in der keine der beiden Phasen eingeschaltet ist und beide Phasenspannungen somit null sind. Kurze Zeit später schaltet die rote Phase ein (zweiter roter Pfeil), weil das PWM-Signal high wurde und damit den Befehl zum Einschalten dieser Phase gegeben hat (dies erfolgt, bevor die 20 µs dauernde PWM-Periode des IC verstrichen ist).

Die Zeitdifferenz zwischen den beiden blauen (und den beiden roten) Pfeilen beträgt 10 µs, was der Periodendauer eines 100-kHz-Signals entspricht (die anderen Instanzen der blauen oder roten Phasenspannungen resultieren aus dem CL-Verhalten des IC).

Die H-Brücke lässt sich auch mit einem von 92% abweichenden Tastverhältnis ansteuern. Bild 4 zeigt die Treibersignale an INx bei 60% Tastverhältnis, während Bild 5 die Phasenspannungen beim Ansteuern des Übertragers wiedergibt. Die Streuinduktivität und die parasitäre Kapazität können hier anders als bei der Ansteuerung mit 92% Tastverhältnis über mehr Zyklen oszillieren.

Eine bessere Möglichkeit zum Treiben mit einem nicht 50% betragenden Tastverhältnis ist es, die INx-Treibersignale in der in Bild 6 gezeigten Weise überlappen zu lassen; Bild 7 zeigt die daraus resultierenden Treibersignale. Sind beide INx-Treibersignale high, schaltet der DRV8848 die masseseitigen FETs Q2 und Q4 ein, was beide Seiten des Übertragers auf 0 V klemmt und für einen saubereren Signalverlauf sorgt.

* Dr. Dan Tooth ist Analogue/Power Field Applications Engineer bei Texas Instruments, Edinburgh, Schottland.

(ID:44947386)